более интересна реакция на переход CV-CC и обратно. Попробуйте установить такие значения, чтобы происходило переключение режима

Вот и я так думал, поэтому полностью сосредоточился на проверке этого дела. А потом выявил серьезные проблемы просто при скачке нагрузки.

50 Ом / 5 Ом, 33 мкФ, напряжение примерно 10 В, ток примерно 1 А.

1 - схема из http://radiokot.ru/circuit/power/supply/21



2 - моя схема



3 - Ваша схема

Во-первых, не такие уж и серьёзные, а во-вторых, по-другому и не может быть: у нас ведь ИН с заметным сопротивлением на выходе, которое компенсируется с помощью ООС, а она запаздывает.
На амплитуду выбросов будет влиять исключительно выходное сопротивление схемы с разомкнутой ООС, а на длительность (и характер переходного процесса) её быстродействие.


Интереснее смотреть в режимах, когда напряжение при переходе меняется не сильно. Например, попробуйте с током 1,8А, изменение напряжения при этом составит всего 1В и переходный процесс будет виден лучше.


Моей схемы с правильными номиналами ни у кого нет. К сожалению, так уж вышло, что её нет и у меня
А именно они как раз и определяют динамические характеристики устройства. То, что Вы моделируете (в п.3) не соответствует тому, чего мне удалось добиться (хотя я уже говорил, что некоторые проблемы остались). Сейчас разберу, попытаюсь восстановить номиналы

Попробовал поменять идеологию коррекции, сделал подобно схеме из http://radiokot.ru/circuit/power/supply/21 (там это цепочка R11C5). Выбросы при переключении нагрузки 100 мА / 1 А уменьшились почти в 10 раз. Вроде, в остальном хуже не стало. Снизу переход V/I со скачком напряжения 1 В. Это с новой коррекцией.

Похоже симулятор не учитывает времени выхода ОУ из насыщения. Берёт только время нарастания.

А как именно подключили RC-цепочку? С выхода минуя "вычитатель" прямо на инвертирующий вход усилителя ошибки?

Так ОУ в насыщение не входят, у меня там ограничители.

Схему не менял, просто изменил номиналы элементов коррекции.
С1R17 и С3R19 перераспределил: 15 нФ и 100 Ом, 100 пФ и 220 Ом соответственно. Цепочку C2R18 убрал. Но пока номиналы сырые, еще не успел посмотреть в разных ситуациях.

Уже потерялся последний вариант. Если можно, продублируйте пожалуйста, или ссылку дайте

Последний вариант по ссылке, в нем и менял: download/file.php?mode=view&id=85831

Только я пока воздержусь публиковать схему с этими изменениями, их нужно сделать чуть по-другому. Идея такая: полюс, который формируем цепочкой местной обратной связи на ОУ U1A, нужно сильно сдвинуть вправо. А компенсацию осуществить цепочкой коррекции на опережение. Это позволит не так сильно ограничивать скорость нарастания каскада на этом ОУ, что, как вижу при симуляции, сильно снижает выбросы при скачках нагрузки.

А если левый вывод С1 перебросить на R28 R29 или даже прямо на выход (поменяв номиналы соответственно)? По идее это должно здорово улучшить работу в CV

Upd: такое включение корректирующей цепочки дало положительный результат. Но это еще не всё. Частотная коррекция затрагивает целый букет параметров: устойчивость для разных видов нагрузки, выбросы на переходной характеристике при переходе V/I, выбросы при скачке нагрузки, подавление пульсаций питания и т.д. Погнавшись за красотой перехода V/I, совсем упустил "transient recovery". Начал внимательно изучать схемы разных Agilent на предмет идеологии частотной коррекции. Надо сказать, что их источники большой мощности (200 Вт и более) не поддаются осмыслению. В маломощных все более-менее понятно. По ходу нашел интересные графики:



Пределы устойчивости для емкостной нагрузки (Agilent 6623A).




Пределы устойчивости для индуктивной нагрузки (Agilent 6623A).




Допуски на transient recovery. Нагрузку увеличивают со 150 мА до максимальной при максимальном напряжении. Скажем так, не очень жесткие. Не нужно гнаться за идеалом в ущерб другим параметрам.




Таким приводят реальный график выходного напряжения при скачке нагрузки.

Обновленная модель:





Может быть, ещё погоняете в симуляторе? Новый проект выложил, всё лишнее (где была TL431) из модели убрал.

Спасибо, потренируюсь с удовольствием!

На одном очень пафосном электронном форуме прочитал: "Инженер с осциллографом - преступник". Имелось в виду, что все схемы нужно моделировать, а затем сразу запускать в производство в чистовом варианте. Здесь есть рациональное зерно, когда речь идет о "взрослых" схемах. Если на многослойной плате натыканы BGA, то осциллографом просто нет возможности что-то посмотреть. Или в ВЧ-схемах, там тоже подключение измерительных приборов бывает невозможным. Вот и я решил ничего не макетировать, а сразу из PSpice разводить чистовой вариант плат. Для подстраховки планирую развести избыточные цепи коррекции, элементы которых на схеме будут помечены как DNP (Do Not Place). Начал с платы выходного каскада, пока только схема в PCAD 2006:

Извиняюсь что влез, но у Вас в схеме есть ошибочка: VD1 или VT3 пробьет сквозным током, резистор не помешал бы...

Спасибо! Резистор просто не перенёс с модели. Для того и выкладываю, чтобы принимать критику!

U4 и U5 параллельно?

Ну раз можно критиковать Леонид, поясните еще назначение узла на U3, R3 R5 R6 VD2 плюс VT1 VT3. Если это только для того, чтобы обеспечить смещение для закрытия VT3, то можно сделать гораздо проще: нижний вывод R3 подключить напрямую к +5В (исключив остальное), или применить вместо VT1 полевик, или включить диод VD2 в эмиттерную цепь VT3, ведь даже небольшое напряжение на коллекторе VT3 не сможет открыть выходные транзисторы ( падение на Б-Э VT4 и диодах VD7-VD10). И вообще, зачем вся эта схема выключения, если стабилизатор на VT2 все время включен (или через VT1 или через Б-Э VT3)? Тогда достаточно простого ключа на 1 транзисторе (оставить VT3 и R1 R2), замыкающего коллектор VT2 на общий.
Второй момент, исходя из применения VD6, разница потенциалов между затворами VT12 и VT11 около 5В, они будут всегда немного полуоткрыты. Это так задумано? Получаем дополнительный нагрев, при любых выходных напряжениях, особенно на VT12 при максимальном выходе.

Спасибо! Это еще одна опечатка. Конечно же, они делают разные напряджения: +5VA и +5VD.



Это каскад для отключения источника, одновременно это супервизор, который отключает источник при пропадании или задержке служебного напряжения питания -5 В. Сделано для того, чтобы ни в каких переходных режимах на выходе не было выброса. Возможно, верхний вывод R6 нужно переключить в точку +5VA, увеличив номинал.



Разница между затворами около 4 В (падения на диодах вычитаются), это немного меньше двух пороговых напряжений. Поэтому транзисторы будут закрыты. Стабилитрон добавлен для уменьшения "ступеньки" в переходной характеристике выходного каскада. Для подстраховки можно его поставить на 3.9 В.

Вообще, небольшой ток покоя был бы очень полезен, а то на высокоомных нагрузках источник работает плохо. Даже пришлось уменьшить номиналы резисторов местной ООС, чтобы они создавали нагрузку. Но как задать контролируемый ток покоя, учитывая разброс MOSFET? Не ставить же подстроечник?

Ну тогда нужно поставить еще один резистор подтяжки от 1 вывода U3 к +5В, или уменьшить номинал R3, т.к. у TL431 собственный ток утечки около 1мА.

Что-то Вы странное говорите. Я сам делаю измерители параметров TL431 для "Интеграла", для тока утечки норматив обычно устанавливается не более 500 нА.