ВведениеВ радиолюбительском хобби 99% практических задач, связанных с измерениями силы тока, напряжения и сопротивления, решаются простыми и доступными карманными мультиметрами с разрешением 3-4 десятичных разряда. Из оставшихся задач 0,9% связаны, как правило, с наблюдением малых изменений на фоне больших постоянных величин. В таких условиях мультиметрам уже не хватает динамического диапазона, а на помощь приходит альтернативное решение в виде распространённого низковольтного 16…24-разрядного АЦП с каким-либо контроллером в придачу. И лишь в 0,1% случаев требуется полноценный прецизионный мультиметр с 5…7 десятичными разрядами шкалы результатов измерений, обладающий к тому же входным сопротивлением свыше 10 ГОм при напряжении до 12…20 В, входным током не более 100 пА, температурным коэффициентом 1…2 ppm/C и нелинейностью такого же порядка.
Конечно, если позволяет бюджет, то и эти 0,1% проблемой не являются. Тем более, что выбор прецизионных мультиметров сейчас весьма широк (
http://radiokot.ru/forum/viewtopic.php?f=10&t=103615). Но мы же не ищем лёгких путей, правда? Почему бы не потратить с пользой немного времени и не смастерить какую-никакую, а собственную конструкцию, которая бы с одной стороны удовлетворяла всем требованиям, а с другой – не содержала ничего лишнего? Если ответ положительный, тогда за работу!
Первым делом посмотрим на типичную структурную схемы мультиметра, хотя бы на примере отечественного В7-64:
Что является в ней самым важным узлом? Конечно же аналого-цифровой преобразователь. Именно АЦП своими метрологическими характеристиками определяет и лимитирует характеристики прибора в целом. Иными словами, долгосрочная стабильность, НЧ шум, температурный коэффициент и прочие показатели в различных режимах и на различных пределах измерения мультиметра могут быть хуже, чем у АЦП, но никак не лучше их. С этим обстоятельством связан один распространённый рекламный жаргонизм «базовая погрешность», под которой обычно понимается предел допускаемой относительной погрешности измерения в наиболее благоприятных для рекламодателя условиях. Последние как раз соответствуют таким режимам и пределам измерения, когда различного рода функциональные преобразователи – надстройки над АЦП – привносят наименьший вклад в ухудшение метрологических характеристик оного.
Анализ схемотехники «взрослых» мультиметров позволяет разделить их на две большие группы. В первую попадают приборы, в которых АЦП реализован на дискретных компонентах и работает, как правило, по сложному запатентованному алгоритму. Повторение таких АЦП в любительских условиях сродни экстремальным видам спорта: очень увлекательно, но результат не всегда положительный. Их мы рассматривать не будем.
Ко второй группе относятся мультиметры, в которых за основу взят какой-либо из серийных АЦП, а остальные узлы адаптированы к характеристикам выбранного чипа. Адаптация в первую очередь связана с тем, что 20…28-разрядных интегрирующих АЦП с диапазоном входных напряжений +/– 12…20 В просто не существует в природе. Тоже самое относится и к напряжению ИОН, которое для отработанных и наиболее стабильных схем источников составляет от 7 В и более. Другие показатели АЦП, такие, как шум, дифференциальная нелинейность и температурный коэффициент, не столь критичны и могут быть при необходимости программно скорректированы за счёт алгоритмов фильтрации результатов преобразования и введения поправок.
Номенклатура типов АЦП для некоторых моделей мультиметров приведена в таблице:
Что ж, основная идея понятна: первым делом выбрать АЦП исходя из сформулированных технических требований к прибору, далее выбрать и согласовать по уровню источник опорного напряжения, в последнюю очередь придётся спроектировать входной масштабирующий или буферный усилитель для АЦП. Всё остальное – это функциональные преобразователи (RMS вычислитель, источник тока и т.д.) состав которых зависит от решаемой с помощью проектируемого мультиметра задачи. В крайнем случае их может не быть вообще, при этом мультиметр вырождается в многопредельный (или даже однопредельный) широкодиапазонный вольтметр постоянного тока. Как раз с последнего варианта я и предлагаю начать.
Теперь несколько слов о
техническом задании на проектирование. Поскольку сам по себе вольтметр (и уж тем более мультиметр) мне не требовался, задание формулировалось исключительно с позиций спортивного интереса. В первом приближении оно звучало так: разработать конструкцию простого вольтметра постоянного тока с пределом измерения +/– 12…20 В и метрологическими характеристиками, не уступающими соответствующим характеристикам аналогичного предела измерения 7,5-разрядных мультиметров среднего уровня Keithley 2001 и Keithley 2010. Численные значения приведены в соответствующих спецификациях мультиметров, а порядок их величин указан в первом абзаце статьи.
После расчётов и моделирования узлов ИОН и входного усилителя, я набросал в PCAD’е принципиальную схему базового блока мультиметра (по сути вольтметра), провёл выбор и характеристические испытания наиболее ответственных компонентов, оттрассировал и изготовил печатную плату. Что получилось в конечном итоге, видно из следующих иллюстраций.
Компоновка узлов на печатной плате:
1 – входной усилитель (в режиме повторителя); 2 – вспомогательный усилитель защиты; 3 – делитель 1:10; 4 – разъём дочерней платы и буферы АЦП; 5 – АЦП; 6 – изолированный интерфейс АЦП; 7 – ИОН; 8 – источник потенциала виртуальной земли АЦП; 9 – стабилизаторы питания
Внешний вид конструкции:
Описание конструкцииВ качестве АЦП рассматривались два варианта: ADS1282 и ADS1256. Выбран был первый. Не самый дешёвый, но у него было одно важное преимущество – он был в наличии, что согласитесь для маленького городка с одним единственным магазином радиотоваров немаловажный фактор
ADS1282 позволяет использовать внешний ИОН с выходным напряжением до 5 В и имеет дифференциальные входы обоих каналов. Последнее – настоящая головная боль, т.к. для вольтметра не даёт ровным счётом ничего, кроме сложностей согласования с входным усилителем. В конце концов от дифференциального режима АЦП пришлось отказаться, а для питания всей аналоговой части использовать отдельную обмотку трансформатора и организовать виртуальную землю на U26 с потенциалом, равным середине диапазона рабочих напряжений по входам АЦП. Чем аукнулось такое «упрощение» – об этом будет сказано ниже, при анализе результатов тестирования.
ИОН собран по классической схеме компенсационного стабилизатора напряжения. Опорным элементом в нём является термокомпенсированный стабилитрон 1N829, оставшийся среди запчастей 8,5-разрядного Solartron 7081 после модернизации. В обратной связи ОУ включен статистический делитель в виде тонкоплёночной резисторной сборки U1 типа КМ308НР1 первой группы точности (хотя последнее и вовсе не нужно). Опорное напряжение снимается непосредственно со стабилитрона и масштабируется резисторным делителем R6 - R8 до уровня 4,9 В. Фольговые резисторы в делитель проходили предварительное испытание в термокамере и подбирались по минимальному результирующему температурному коэффициенту деления.
Входной усилитель 7,5-разрядного вольтметра – наиболее сложный и ответственный узел. Если попытаться подобрать для этого узла эквивалент среди интегральных операционных усилителей, то к последним будут предъявляться прямо-таки невероятные требования: входной ток при комнатной температуре до 100 пА, температурный коэффициент напряжения смещения < 1 мкВ/С, двойная амплитуда НЧ шумов < 1 мкВ, размах входного напряжения до 30…45 В, гарантированный коэффициент подавления синфазной составляющей > 130 дБ. Вместе с тем, в приборах такого типа давно используется известный схемотехнический приём, позволяющий ослабить критерии выбора ОУ – усилитель со «следящими» источниками питания [1, с. 17]. Простейший вариант его реализации представлен на фрагменте принципиальной схемы калибратора Valhalla 2720GS:
На этой схеме основной ОУ IC4 питается от вспомогательного источника питания в виде двуполярного стабилизатора IC2 и IC3, потенциал общей шины которого определяется величиной напряжения на выходе буферного повторителя IC1 с полевыми транзисторами на входе. Таким образом обеспечивается расширенный диапазон входных напряжений и близкое к нулю значение синфазной составляющей сигнала.
В предлагаемой схеме основной усилитель работает в режиме повторителя и собран на чоппер-ОУ U6 типа LTC1052. Следящее питание для него обеспечивается U4 LF355 с параметрическими стабилизаторами на выходе. U4 в данном случае работает сразу на 3 фронта: как формирователь потенциала на защитных дорожках вокруг высокоимпедансных входных цепей, как источник «следящего» питания для самого себя и U6, как формирователь потенциалов для работы схем компенсации входного тока R12, R14, R24, R25 и защиты входа от перенапряжения U10-U13, R15. При необходимости может быть добавлена ещё одна профессия – задатчик следящего потенциала затворов ключей на полевых транзисторах для коммутации выхода усилителя на какие-либо другие функциональные узлы (преобразователи).
Пару слов о защите входа. В те моменты, когда входное напряжение не превышает порога защиты (т.е. менее 17 В), разность потенциалов на транзисторах U10 и U11 в диодном включении не превышает несколько десятков милливольт, а сила тока через них – несколько пикоампер. Таким образом в штатном режиме работы вольтметра U10 и U11 не создают дополнительную нагрузку на вход. За неимением указанных на схеме транзисторов PN(2N)4117 я использовал отечественную сборку КПС104, которая оказалась даже лучше: ток утечки < 1 пА при напряжении Uзи=0,1 В.
Нагрузкой входного усилителя служит делитель напряжения 1:10 на резисторах R9 и R10. Именно таким образом масштабируется диапазон входных напряжений вольтметра к диапазону входных напряжений выбранного АЦП в квазидифференциальном включении. К подбору резисторов в делителе предъявляются ещё более высокие требования, чем в узле ИОН. Мало получить долговременную стабильность и температурный коэффициент деления не хуже 1 ppm/C, важно минимизировать нелинейность коэффициента деления и его дрейф в силу эффекта саморазогрева от протекающего рабочего тока делителя. Оптимальным вариантом был бы малогабаритный микропроволочный или фольговый делитель из резисторов с одним основании и в одном корпусе. К сожалению такого у меня не нашлось, поэтому пришлось подбирать индивидуальные резисторы в пары по близкому ТКС. Первый блин (пара резисторов) оказался комом. Они оба имели ТКС –3,3 ppm/C в диапазоне рабочих температур, но я совершенно не учёл в расчётах величину теплового сопротивления и изменение температурного режима из-за саморазогрева. В результате при скачкообразном изменении входного напряжения от 0 до 10 В установление показаний с допуском 1 ppm происходило несколько минут, что уж говорить про интегральную нелинейность. Уменьшить рассеиваемую мощность я не мог, поскольку ограничен в бОльших номиналах резисторов, да и место на плате есть только на 2 корпуса. Поэтому принял временные полумеры в виде замены R9 и R10 на резисторы такого же номинала, но нулевым ТКС верхнего плеча делителя и в 2 раза меньшим ТКС нижнего плеча.
Далее по схеме перед входом АЦП установлены два ОУ U7:A и U7:B (по одному на каждый канал АЦП), совмещающие функции буфера и фильтра, отсекающего высокочастотную часть спектра входного сигнала. Требования к этим ОУ ещё более жёсткие. Показатели температурного и временного дрейфов, амплитуда НЧ шумов – всё это становится в 10 раз важнее, т.к. во столько же раз уменьшается диапазон рабочих напряжений по сравнению со входом вольтметра. Лишь одно требование более не является критичным – напряжение питания.
Входы буферов выведены на разъём P1, который позволяет либо подключить дочернюю плату с функциональными преобразователями, либо с помощью перемычек вручную назначить источник сигнала для каждого входа. Это может быть выход делителя 1:10, вход делителя 1:10 (для реализации предела измерения +/–2 В), выход датчика температуры LM35, расположенного в непосредственной близости опорного стабилитрона, или сигнальный ноль.
Питание аналоговых и цифровых цепей осуществляется от двух независимых обмоток трансформатора. Третья обмотка (на схеме не показана) служит для питания гальванически изолированных от основного блока вольтметра микроконтроллера ATmega103 с индикатором.
Поскольку передо мной не стояло задачи создать законченное устройство, штатный микроконтроллер я не задействовал, а подключил вольтметр на время тестирования к одноплатному промышленному микрокомпьютеру через интерфейс Centronics. Программа на скорую руку написана на жуткой смеси ассемблера с паскалем и работает в жёстком реальном времени. К сожалению мне не удалось понять причины, по которой теряется (в виде фантомного) каждое второе прерывание по готовности результатов преобразования. Из-за этого фактическое быстродействие вольтметра снижено в 2 раза.
Результаты испытанийСкажу заранее, что цель проекта была достигнута в полном объёме. Характеристики прототипа вольтметра с хорошим запасом вписываются в рамки Keithley 2001 и Keithley 2010. При этом стоит заметить, что особых мер по экранированию, минимизации термоЭДС, защите от конвекционных потоков не предпринималось. К тому же настройка рабочего режима стабилитрона в ИОН не проводилась (хотя она и предусмотрена), а средства для внутренней самокалибровки вольтметра просто отсутствуют.
Входной ток рассчитывался путём замыкания входа предварительно прогретого вольтметра (после калибровки нуля) прецизионным резистором с номиналом 1 МОм. Показания прибора в мкВ численно равны величине входного тока в пА. Полученное значение 60…70 пА несколько больше ожидаемого, к тому же оказалось, что его невозможно скомпенсировать, т. к. потенциометр R25 уже находится в крайнем положении.
Входное сопротивление определялось по результатам расчёта падения напряжения на резисторе номиналом 1 МОм, включенным в цепь между калибратором Datron 4000A и вольтметром.
Приведённая дифференциальная нелинейность рассчитывалась как нормированная на напряжение 10 В величина отклонения показаний вольтметра от теоретического значения. Последнее определялось с помощью уравнения линейной регрессии, коэффициенты которого получены методом наименьших квадратов по всем экспериментальным точкам (отсчётам) в пределах от минус до плюс 16 В.
Самое большое разочарование принёс график дифференциальной нелинейности, на форму которого наложились сразу два фактора: нелинейность делителя R9-R10 и квазидифференциальное включение АЦП, при котором отлична от нуля синфазная составляющая на входах. Минимизировать нелинейность до величины 1 ppm в пределах +/–10 В получилось путём введения программной поправки. Для этого была получена матрица из 41-й пары значений напряжения на входе вольтметра и разности между ним и результатом измерения в кодах АЦП. Далее с помощью небольшой программы в MathCAD’е были вычислены параметры сглаживающего сплайна – коэффициенты кубических полиномов на каждом из 40 отрезков шкалы. Результат получился вполне удовлетворительным, хотя его стабильность в рабочем диапазоне температур ещё нужно подтвердить.
RMS и пиковая амплитуда шумов вычислялись для разного значения времени интегрирования сигнала (100, 10 и 1 PLC, т.е. периодов сетевого напряжения) и для двух условий: 1) при короткозамкнутом входе, когда влияние нестабильности ИОН вольтметра минимально; 2) при подаче на вход напряжения с лабораторного эталона 10 В. К слову, показатели шума во всех без исключения спецификациях промышленных мультиметров приводятся именно для первого случая.
Приведенная дифференциальная нелинейность, входное сопротивление, температурный коэффициент:
RMS шумов при короткозамкнутом входе:
RMS шумов при подключенном ко входу 10 В ИОН на базе LTZ1000:
Измерение выходного напряжения ИОН 10 В (PLC=2,5):http://www.youtube.com/embed/cp_0NKvAzLgЛитература1. Щербаков В. И. Электронные схемы на операционных усилителях, 1983.
Вход
Регистрация
Правила
FAQ
Поиск
просто ахринительно/афигительно 
Ну да ладно, в запасе были несколько давным-давно купленных впрок атмег, среди которых ATMega32 вполне подошла на замену по своим характеристикам.
Приобрел бы в образовательно-сравнительных целях, интересно было бы сравнить с моим медленно-текущим поделием с LTZ1000 (заказал пять ИОНов с сайта Linear на прошлой неделе, да и резисторы VHP202/203 еще дошли немного уже) + LTC2442 + LTC2756.
